Усилители: где прячутся различия

Это вторая часть шестой статьи цикла о том, почему акустика, которая хорошо измеряется, может плохо звучать.

Сначала небольшое оглавление предыдущих статей чтобы напомнить о том, что мы уже прошли:

1. В первой статье выяснилось то, что АЧХ суммирует всю поступившую энергию независимо от времени её прихода.

2. Во второй — что помещение добавляет к звуку большое количество отраженных копий и резонансов, с которыми надо научиться дружить.

3. В третьей — что качество воспроизведения низких частот сухие цифры характеристик не отражают.

4. Четвёртая спустилась глубже — до самого динамика: идеального решения не существует, а ошибки проектирования после покупки уже не исправить.

5. Пятая (ч.1 и ч.2) была посвящена искажениям: что это такое, почему порядок гармоники важнее её абсолютной величины, и почему слух отзывается на эти явления совсем не так, как измерительный прибор.

В первой части этой статьи я задался вопросом, действительно ли все усилители звучат одинаково. Пока мой ответ сводится к следующему: при условиях, в которых усилители тестируются и специфицируются (резистивная нагрузка, стабильный синусоидальный сигнал, уровень ниже порога клиппинга), компетентные усилители действительно сложно отличить на слух. Одна-единственная цифра, замеренная на одной частоте, при одной мощности и на одной нагрузке, говорит правду только об этой точке измерения. Однако спецификации умалчивают о другом: реальная нагрузка отличается от простого резистора; зависимость искажений от уровня сигнала и их характер влияют на то, что мы слышим; демпфирование динамика определяется не только усилителем; внутренняя схема представляет собой ряд компромиссов; а музыка регулярно выходит за пределы линейного диапазона усилителя.

Сейчас мы заглянем внутрь усилителя, рассмотрим выходной каскад и то, как каждое решение на уровне схемотехники влияет на спектр искажений и зависимость их от уровня сигнала. Разберём и обратную связь — что она убирает и что добавляет. Посмотрим, что происходит у шин питания, и вернёмся к вопросу, с которого начали.

Что схемотехника делает со спектром

Задача выходного каскада — прокачивать ток через громкоговоритель. В нём работают активные элементы: лампы, биполярные или полевые транзисторы. По сути любой из них представляет собой элемент с тремя выводами, где ток между двумя выводами управляется напряжением на третьем — подобно тому, как работает кран садового шланга с входом воды, выходом и рычагом регулировки потока. Зависимость тока через элемент от управляющего напряжения называется передаточной характеристикой, но идеально прямой передаточной характеристики не бывает ни у одного элемента. Искажения возникают тогда, когда коэффициент усиления непостоянен, а он у любого элемента меняется с током через него, напряжением и температурой.

В лампе или полевом транзисторе ток приблизительно пропорционален квадрату управляющего напряжения — это так называемый квадратичный закон (square law). Пропуская синусоидальный сигнал через такой элемент, мы получаем вторую гармонику вместе с основным тоном. Биполярный транзистор ведёт себя иначе: его зависимость экспоненциальная, крутая, с большим коэффициентом усиления, но и сильнее выраженными нелинейностями, создающими сложный спектр высших гармоник.

В однотактном каскаде работает один элемент, и работает он постоянно, при выбранном токе покоя. Сигнал отклоняет ток вверх и вниз вокруг этого значения. Преимущества в высокой линейности, ведь искажения следуют исключительно нелинейности самого выводящего элемента. Основной недостаток — постоянный нагрев: у однотактной схемы КПД не дотягивает до 25 %. Например, 10-ваттный усилитель рассеивает более 40 Вт тепла даже в тишине. Кроме того, пиковый ток ограничен уровнем тока покоя.

Чтобы уйти от низкого КПД однотактной схемы и от её потолка по току, двухтактный каскад делит работу: один элемент обрабатывает положительную полуволну сигнала от положительной шины питания, другой — отрицательную от отрицательной шины. КПД заметно выше, но вторая гармоника компенсируется ровно настолько, насколько плечи подобраны и симметричны, так что остаётся преимущественно третья гармоника. Абсолютных искажений у двухтактной схемы действительно меньше, чем у однотактной, зато они растут куда быстрее с ростом выходной мощности. Новая сложность возникает там, где сигнал переходит через ноль — в зоне коммутации (crossover region). Именно в этой зоне, близкой к нулю, сигнал проводит большую часть времени.

Часто инженеры ставят небольшой резистор последовательно с каждым выходным элементом (в эмиттере биполярного транзистора или истоке полевого). Когда ток через элемент растёт, напряжение на таком резисторе растёт пропорционально, снижая эффективное управляющее напряжение. Таким образом реализуется местная отрицательная обратная связь, снижающая коэффициент усиления отдельного элемента. Этот подход популярен, поскольку он стабилизирует рабочую точку, заставляет параллельные элементы делить ток поровну и снижает измеряемые искажения. Когда важна надёжность, эти резисторы — лучшие друзья инженера.

Однотактные выходные каскады по определению работают в классе A, поскольку их единственный активный элемент проводит ток в течение всего периода сигнала. Двухтактные же схемы различаются по доле периода, в течение которой работает каждый элемент пары. В классе A элементы проводят ток весь период, обеспечивая наиболее линейное поведение , но усилитель греется одинаково, играет музыка или нет (в покое двухтактный класс A рассеивает примерно вдвое больше своей номинальной мощности). Класс B экономичен: каждый элемент проводит ток только половину периода, передавая управление другому на переходе через ноль. Но проблема в том, что передача управления приходится ровно туда, где сигнал проводит большую часть времени. Основной недостаток — это та самая ступенька, о которой шла речь в предыдущей статье, приводящая к ряду высших гармоник. Класс AB занимает промежуточное положение: инженеры увеличивают ток покоя в схеме класса B, создавая зону вблизи нуля, где оба элемента одновременно проводят ток, работая в классе A. Ширина этой зоны увеличивается с ростом тока покоя, вплоть до охвата всего диапазона, когда схема снова превращается в класс A. Но важно помнить, что местные резисторы сужают эту зону при том же токе покоя, выравнивая характеристики элементов и ускоряя отключение одного из них. В данном случае двухтактный каскад сохраняет класс A до тока, вдвое превышающего ток покоя.

Исследуя влияние этих резисторов, Нельсон Пасс (Nelson Pass) построил графики выходного импеданса пары двухтактных повторителей в зависимости от входного напряжения, то есть фактически от тока, который пара отдавала в нагрузку в каждый момент времени. Получилось четыре случая, зависящих от типа транзисторов и наличия резисторов:

• Без резисторов биполярные транзисторы демонстрируют рост выходного импеданса при малых токах и падение при больших токах. Результат — динамика чуть расширяется, и на большой громкости вторая гармоника уходит, а третья вылезает в положительной фазе. Пасс отмечает, что несколько экспериментальных усилителей с таким поведением, которые он сделал в компании Threshold, оказались интересными, но никого не впечатлили.

• Те же биполярные транзисторы с оптимальными резисторами дают плоскую характеристику искажений, но ценой роста общего выходного импеданса.

• Комплементарные латеральные полевые транзисторы без резисторов имеют низкое и постоянное выходное сопротивление, практически устраняя искажения — простое следствие квадратичного закона.

• Эти же полевые транзисторы с резисторами ведут себя иначе: импеданс растёт с током, создавая компрессионную третью гармонику в отрицательной фазе.

На основании его наблюдений я рассчитал выходное сопротивление для основных вариантов выходных элементов, которые можно встретить на рынке. Ток покоя составил 1,5 А, номинал резисторов — 0,22 Ом, и я воспроизвёл все четыре случая из статьи Нельсона, а так же добавил два от себя — вертикальные полевые транзисторы с местными резисторами обратной связи и без них. Также я расширил горизонтальную ось графика, продолжив её за точку, где класс A завершается. Именно в этой области происходит передача управления от одного плеча к другому, но исходный график Пасса обрывается раньше этой границы. Механизм прост: когда неактивное плечо наконец отключается, схема остаётся работать на одном плече, и выходное сопротивление резко возрастает до сопротивления этого работающего плеча — возникает характерный пик («горб»). За пиком импеданс снова снижается, поскольку крутизна единственного работающего транзистора продолжает расти с увеличением тока. Местная обратная связь через резисторы смещает этот момент отключения на меньший ток, поэтому с ними пик появляется раньше и становится выше.

Два других варианта схемы вовсе не демонстрируют такого пика. У биполярной пары без резисторов нет порога выключения: ток плеча плавно стремится к нулю, формально его не достигая. Из-за этого момент передачи управления просто не наступает, и горбу негде возникнуть. Однако при установке резисторов импеданс биполярной пары практически удваивается в точке перехода — со 119 до 226 мОм, что эквивалентно потере удвоения крутизны, обсуждаемому в следующем разделе, только выраженному как импеданс. Латеральный полевой транзистор, напротив, действительно отключается при четырёхкратном превышении тока покоя. Но именно в этот момент, согласно квадратичному закону, крутизна одного открытого элемента сравнивается с суммарной крутизной пары, и линия проходит через точку передачи незаметно. Отсюда ясно, что ровная линия — свойство именно латеральных полевых транзисторов, а не полевых транзисторов вообще. Большинство используемых сегодня вертикальных полевых транзисторов таким свойством не обладают. Однако как мы помним по статье про искажения главное это плавность процессов, и зачастую это важнее их величины. Здесь даже вертикальные полевые (без резисторов) выигрывают у биполярных с резисторами.

Поскольку любое сопротивление между выходом усилителя и катушкой влияет на настройку низких частот, возникает вопрос: зависит ли бас от уровня сигнала? По рассчетам у полевого каскада с резисторами импеданс меняется с 0,21 Ом в покое до 0,27 Ом при токе 5 А, то есть всего на 0,06 Ом. Это я посчитал ещё без общей обратной связи, а она прижмёт цифру ещё ниже. Для сравнения можно вспомнить таблицу из первой части этой статьи, где говорилось что последовательное сопротивление 0,4 Ом смещает басы всего на 0,35 дБ. Таким образом, зависимость выходного сопротивления каскада от уровня сигнала, если мы её вообще способны услышать, проявляется именно как компрессионная третья гармоника, а не как изменение демпфирования.

За последние годы Пасс заметил тенденцию: некоторые слушатели предпочитают звучание полевых схем без местных резисторов, и лучший среди ему знакомых слушателей, Джо Саммут (Joe Sammut), ранее работавший в Threshold, Krell и Pass Labs, мог отличить такую схему в слепых тестах. Именно это подтолкнуло Пасса к разработке конструкций без таких резисторов. Ещё Пасс подмечает занятную деталь: лампы-то всегда жили без таких резисторов, и он допускает, что именно это и даёт им ту самую магию.

Класс AB: компромисс с изломом

На первый взгляд класс AB кажется идеальным решением: линейность класса A на низких уровнях и эффективность класса B на высоких. Действительно, как подтверждает статья Cambridge Audio за 2006 год, написанная техническим директором компании Мэтью Брэмблом (Matthew Bramble) и известным специалистом по усилителям с крайне низкими искажениями Дугласом Селфом (Douglas Self), в этой области искажения могут быть менее 0,0006 % на частотах вплоть до 10 кГц.

Но на границе диапазона возникает проблема. Чтобы понять её, разберёмся с понятием крутизны (transconductance). Она показывает, насколько сильно выходной ток меняется при изменении управляющего напряжения. Внутри диапазона класса A оба выходных транзистора проводят ток и совместно формируют общую крутизну. Когда сигнал выходит за пределы этого диапазона, один из транзисторов выключается, и общая крутизна внезапно падает примерно вдвое — отсюда скачок усиления на границе диапазонов. Это явление и называют удвоением крутизны (gm-doubling).

Когда сигнал превышает диапазон класса A, искажения возрастают довольно резко из-за изменений усиления при включении-выключении выходных транзисторов. Более того, выше границы перехода класс AB оказывается хуже не только класса A, но и оптимально настроенного класса B: его искажения можно снизить хорошей конструкцией, однако они всё равно остаются как минимум вдвое выше, чем у эквивалентного класса B. Авторы отмечают, что это не всегда в полной мере осознаётся. В итоге компромисс, на который идут почти все, выше определённого уровня оказывается хуже того, от чего изначально пытались уйти.

Данный график наглядно показывает, где проходит граница перехода и на каком уровне изменяется характер звучания, чего не даёт одна-единственная цифра искажений на полной мощности.

Есть и другая точка зрения: больший ток покоя улучшает характеристики везде. Пасс экспериментировал с одним и тем же выходным каскадом без общей обратной связи на нагрузку 8 Ом при изменении мощности от 0,1 до 20 Вт, варьируя ток покоя от 0,016 А до 2,56 А. Его исследования показали, что чем выше ток покоя, тем ниже искажения при любой мощности, причём искажения обратно пропорциональны величине тока покоя. Характер искажений тоже менялся к лучшему: при 1 Вт и токе 0,08 А искажения составляли 0,67 % и тянулись до десятой гармоники; при росте тока до 0,32 А они упали до 0,11 % с доминирующей второй гармоникой; дальше рост тока уронил их до 0,004 %, остались только вторая и третья. Высшие гармоники, возникающие при грубых переключениях, оказались гораздо заметнее на малых уровнях сигнала. Кроме того, рост тока покоя приводил к снижению интермодуляционных искажений и к уменьшению выходного сопротивления, которое становилось стабильнее.

Эти две точки зрения говорят о разном. Селф сравнивал работу класса AB за границей перехода с работой оптимально настроенного класса B в конструкции с общей обратной связью. Пасс исследовал один и тот же выходной каскад без обратной связи при различных токах покоя, подчеркнув, что повышение тока покоя не просто сдвигает границу класса A вверх — оно улучшает характеристики на всём диапазоне мощностей. Оба наблюдения справедливы, поскольку авторы использовали различные критерии сравнения, и я не могу утверждать, какое влияние сильнее проявляется в законченном усилителе. Из обоих исследований вытекает одно: надпись «класс AB» на коробке ничего не говорит ни о токе покоя, ни о том, где проходит граница.

При этом нагрузка смещает границу перехода. Граница определяется выходным током, а не напряжением. Чем ниже импеданс нагрузки, тем больший ток она тянет при том же напряжении сигнала. Проведя простой расчёт, можно получить следующее: усилитель, покидающий класс A при 10 Вт на нагрузке 8 Ом, перейдёт в класс B уже при мощности менее 4 Вт на 3 Ом и около 3 Вт на 2,4 Ом — это минимальный импеданс моей акустики, о которой я в последних статьях часто упоминаю. Эти цифры основаны на предположении, что при одинаковом выходном токе мощность пропорциональна сопротивлению нагрузки. Производители обычно указывают мощность для наиболее благоприятного случая — нагрузки 8 Ом.

Есть простой способ оценить положение границы самому. По формуле Пасса, мощность класса A на канал примерно равна квадрату мощности, потребляемой на холостом ходу, делённому на номинальную мощность и ещё на четыре. Бытовой ваттметр, включаемый в розетку, зачастую занижает показания усилителей, поэтому Пасс рекомендует добавить около 25 % к его показаниям потребления. Например, канал мощностью 100 Вт, потребляющий 50 Вт в покое, останется в классе A примерно до 6,25 Вт. Пересчитав это для моей акустики это составит около 2,3 Вт, при условии, что номинал максимальной мощности указан для 8 Ом.

В поисках эффективности без излома

Какие же есть варианты решения этой ситуации с переходом между плечами? Первый подход — увеличить ток покоя, что эффективно, но дорого обходится теплом. Свои усилители класса AB Пасс настаривает так, чтобы на холостом ходу они рассеивали около половины номинальной мощности; стандартный 150-ваттный канал класса AB с током покоя 0,1 А выделяет порядка 10 Вт тепла, тогда как аналогичный канал Пасса выделяет около 100 Вт (его модели, работающие целиком в классе A, рассеивают примерно втрое больше своей номинальной мощности). Этот подход, доведенный до предела — чистый класс A.

Интересное техническое решение предложил Майк Ротахер (Mike Rothacher) в схеме MoFo: одиночный MOSFET-повторитель в классе A нагружен дросселем (50 мГн) вместо обычного резистора. Магнитное поле дросселя накапливает энергию, позволяя на динамик подать почти вдвое большее напряжение, чем даёт питание, и отсюда потолок КПД у такой схемы — 50 % против 25 % у однотактного каскада с резистором.

Но 50 % здесь теоретический потолок, а не эффективность конкретной реализации: они получаются только на согласованной нагрузке, когда пределы по напряжению и по току наступают одновременно. При питании 19 В и токе покоя 1,7 А это около 11 Ом, и тогда с каскада снималось бы примерно 16 Вт. Ротахер намерил около 12 Вт — по моим прикидкам это нагрузка 8 Ом. На ней каскад упирается в ток раньше, чем в напряжение: 1,7 А дают всего 13,6 В амплитуды вместо доступных 19 В. Потребляет схема свои 32 Вт постоянно, сколько бы ни играла, так что на 8 Ом выходит около 36 %. Теоретически можно понизить напряжение, приняв чуть больше искажений, если каждый Ватт тепла на счету, но все равно хочется честный класс А.

Из собственного опыта напомню ещё один способ остаться в классе A и не платить за это столько тепла — комплементарная пара латеральных полевых транзисторов без истоковых резисторов. Это тот самый третий случай Пасса, где две квадратичные характеристики взаимно компенсируются. Резисторов нет, поэтому зона класса A при том же токе покоя максимально широка, а двухтактный каскад держит класс A до вчетверо большего тока, чем ток покоя, — отсюда и КПД приближается к 50 %, вдвое выше, чем у однотактной схемы на резисторе. У меня так и получается, а если позволить каскаду уходить в AB, то и выше.

Второй подход оставляет ток покоя неизменным, но переносит точку переключения туда, куда редко попадает сигнал. Технология Class XD от Cambridge Audio добавляет дополнительный ток на выходе, проходящий через эмиттерный резистор. Напряжение на этом резисторе уводит выходной сигнал заметно в минус, прежде чем управление перейдёт от одного элемента к другому. Таким образом мы получаем чистую зону класса A до момента переключения, которое происходит уже в чистом классе B, минуя промежуточный класс AB и избегая эффекта удвоения крутизны. Согласно документу Cambridge Audio, версия с постоянным добавочным током оказалась интересным компромиссом, не превосходящим ни B, ни AB, тогда как адаптивная версия, отслеживающая сигнал, демонстрировала меньшие искажения, чем класс B, в любой точке графика (при −2 дБ, 0,0022 % против 0,0036 % для постоянной версии). Однако за снижение искажений приходится платить нагревом: на полной мощности расчетная эффективности получается 74 % для класса B, 66 % для этой версии XD и 43 % для лучших вариантов класса A.

Третий подход нацелен на тепло, а не на искажения: класс H изменяет шины питания вслед за уровнем сигнала, снижая падение напряжения на элементах и уменьшая тепловыделение на тихих участках. Компания Benchmark, которая сама делает усилитель с такими шинами питания, отмечает, что рост КПД обычно идёт рука об руку с ростом искажений, поскольку в традиционной схеме с обратной связью каждое переключение шины добавляет ещё один слой искажений от перехода.

Класс D построен на совершенно ином принципе. Выходные транзисторы либо полностью открыты, либо полностью закрыты, третьего не дано. Сигнал кодируется соотношением длительности включения и отключения, а последующий фильтр усредняет переключения обратно в аналоговую форму. Я бы сказал, что по сути это цифро-аналоговый преобразователь, только на напряжениях питания и токах громкоговорителя, то есть однобитный силовой ЦАП.

Большинство схем класса D используют широтно-импульсную модуляцию (PWM), где амплитуда задаётся длительностью импульса на фиксированной частоте переключения, в отличие от дельта-сигма-модуляции, работающей на плотности импульсов. Однако на практике бывают модуляторы обоих типов.

В интервью Sound & Vision 2017 года на вопрос о главных преимуществах класса D перед классами AB и A Бруно Путзейс (Bruno Putzeys) ответил: эффективность и возможность построить усилитель, мощный для своих размеров, — и только это. Современные усилители класса D, включая его собственные, по его словам, звучат хорошо не потому, что они класса D, а вопреки этому, и он повторяет это при каждом удобном случае. Причина: предоставленный сам себе подобный выходной каскад пытается делать что угодно, только не усиливать звук. Класс D выбирают ради экономии энергии, а дальше всё держится на кропотливой работе: спроектировать класс D, по его оценке, на порядок труднее, чем класс AB. И это говорит человек, который спроектировал, наверное, лучшие усилители этого класса на текущий момент (для тех, кто не знает — Hypex, Purifi и Kii его рук дело).

К вороху трудностей с этим классом можно добавить еще одну особенность, которая заключается в расположении выходного фильтра: если обратная связь снимается до фильтра (что значительно проще для достижения его стабильности), частотная характеристика зависит от подключённого динамика; снятие сигнала после фильтра снижает эту зависимость, но добавляет много работы при разработке схемы. И к тому же компания Benchmark, которая класс D не выпускает принципиально, подчёркивает, что показатели класса D обычно замеряются с использованием крутого фильтра (brickwall на 20 кГц) даже если в серийном устройстве его нет или он другой конструкции, и что искажения класса D быстро растут выше 1 кГц и на низкоомных и реактивных нагрузках.

Обратная связь и ловушка Баксандалла

Полировкой выходного каскада можно заниматься до посинения, но дальше в дело вступает кувалда — отрицательная обратная связь, которой с одинаковым успехом можно как починить, так и испортить. При отрицательной обратной связи часть сигнала с выхода инвертируют и возвращают на вход, заставляя усилитель работать с разницей между желаемым и фактическим сигналом. Её применяют в усилителях в различных целях: стабилизировать коэффициент усиления, расширить частотный диапазон, снизить выходное сопротивление и уменьшить искажения.

Глубина обратной связи считается просто: это разница между коэффициентом усиления усилителя без обратной связи (усилением разомкнутого контура) и коэффициентом усиления с обратной связью. Например, если усиление разомкнутого контура составляет 40 дБ, а замкнутого — 10 дБ, то глубина обратной связи равна 30 дБ. Когда эта величина превышает примерно 20 дБ, практически все параметры начинают улучшаться пропорционально увеличению глубины обратной связи. Так, усилитель с 5 % искажений в разомкнутом контуре и глубиной обратной связи 60 дБ должен показывать около 0,005 %.

Но здесь возникает интересный эффект, отмеченный ещё в 1978 году Питером Баксандаллом (Peter Baxandall): отрицательная обратная связь вокруг простого нелинейного элемента создаёт гармонические составляющие, которых изначально не было. Рассмотрим нелинейную зависимость в форме параболы, которая сама по себе производит только вторую гармонику. Оборачивая такую характеристику в контур обратной связи, получаем кривую, которая уже не является ни прямой, ни параболой: в ней появляется квадратный корень, а он раскладывается в бесконечный ряд с чётными и нечётными компонентами. Таким образом, обратная связь сама порождает дополнительные гармоники, отсутствующие в оригинальной нелинейности.

Существует график, который приписывают Джону Линсли-Худу (John Linsley-Hood), и на нём видно то же самое: при малых глубинах обратной связи вторая гармоника снижается, однако появляются высшие гармоники, ранее отсутствовавшие. Примерно после 15 дБ все гармоники начинают снижаться вместе с дальнейшим увеличением глубины обратной связи.

Путзейс утверждает, что обратной связи не бывает слишком много, и считает недостаточной именно ту глубину, которую сторонники сдержанности называют «умеренным количеством». По его мнению, после 20–30 дБ каждый добавленный децибел только улучшает ситуацию и дальше. По его мнению чем больше обратной связи — тем лучше, главное, чтобы она никогда не опускалась ниже 30 дБ на любой звуковой частоте. Однако он признаёт существование проблемы, связанной с результатами прослушивания, которые традиционно говорили об обратном.

Почему же это прослушивание давало противоположные результаты? Дело в особенностях самих тестируемых усилителей. Такие эксперименты проводились на усилителях, линейных до 20 кГц без обратной связи, и получить это проще всего на лампах. А ламповый усилитель с ровным частотным диапазоном без ООС скорее всего имеет неконтролируемый кластер полюсов чуть выше звукового диапазона, приводивший к потере устойчивости задолго до достижения петлевого усиления порядка 15 дБ. В результате слушатели слышали, как звук постепенно ухудшался, пока усилитель окончательно не терял устойчивость, и за этот предел так и не попадали.

Полюс — это частота, выше которой коэффициент усиления начинает падать, а выходной сигнал отстаёт по фазе от входного. Каждый каскад в цепи представляет собой такой фильтр, и задержки суммируются по каскадам, охваченным петлей обратной связи. Когда суммарная задержка достигает половины периода, возвращаемый сигнал перестаёт вычитаться, а наоборот добавляется. Если петлевое усиление в этот момент всё ещё превышает единицу, усилитель начинает генерировать колебания.

Путзейс представил любопытный контрпример: по его собственным словам, ради полёта фантазии он предложил одной аудиокомпании на юге Нидерландов способ создать вокруг лампового усилителя почти 60 дБ петлевого усиления во всей звуковой полосе, используя петлю третьего порядка. Всякий раз, когда схема оказывалась устойчивой, звук получался безупречным, и измерения это подтверждали.

Пасс рассматривает проблему иначе. Он не спорит о самом факте перехода, а оценивает цену выхода за него. Чтобы обеспечить достаточное петлевое усиление, требуется большое усиление разомкнутого контура, которое обычно достигается увеличением числа каскадов. Пасс называет результат пирамидой обратной связи: добавляются каскады, создающие собственные искажения, которые затем частично компенсируются дополнительной обратной связью. В симуляции Пасс использовал цепь из четырёх последовательных каскадов, каждый с коэффициентом второй и третьей гармоник в 1 %. Уже при однотональном сигнале на выходе появляется девятая гармоника, а при подаче семи независимых тонов от 100 Гц до 2800 Гц пики искажений достигают размеров самого полезного сигнала, хотя среднеквадратичное значение значительно ниже. Чтобы снизить эти пики ниже 0,1 %, потребовалось бы уменьшение примерно в 3000 раз, эквивалентное примерно 70 дБ обратной связи. Напротив, одиночный качественный каскад, обеспечивающий 0,01 % второй гармоники на синусоиде без обратной связи, дал бы в том же сложном тесте те же 0,1 % в пике. Пасс предполагает, что последний вариант мог бы звучать предпочтительнее.

Обе стороны согласны с наличием этого перехода, но спорят о другом: достижима ли зона за ним и какой ценой. Я считаю, дело не в количестве обратной связи самой по себе, а в структуре, которая обеспечивает нужное петлевое усиление. Если необходимое усиление обеспечивается одним или двумя качественными каскадами, использование обратной связи оправдано, поскольку единственный путь преодолеть переход — пройти через него. Если же для этого требуется целая стопка каскадов, значительная часть выигрыша тратится на компенсацию искажений, созданных этими дополнительными ступенями.

В своей статье Путзейс проясняет несколько важных моментов:

• Временные интермодуляционные искажения (TIM) — это не особый тип искажений, а метод тестирования искажений, вызванных ограниченной скоростью нарастания выходного сигнала усилителя (slew rate). Источник таких искажений — входной каскад, расположенный вне контура обратной связи. Устранить их можно без изменения петлевого усиления путём установки резисторов в эмиттеры входной пары и одновременного уменьшения компенсационного конденсатора примерно в десять раз; таким образом, петлевое усиление в звуковом диапазоне сохраняется неизменным, что указывает на то, что причина этих искажений не в самой обратной связи. Увеличение петлевого усиления фактически улучшает показатели TIM.

• Ширина полосы усилителя без обратной связи ничего не говорит о его скорости; о ней говорит произведение усиления на полосу.

• Коэффициент усиления без обратной связи на постоянном токе не отражает количество применяемой обратной связи; судить надо по петлевому усилению на 20 кГц.

• Скорость нарастания плохо предсказывает характеристики усилителя в звуковом диапазоне.

• Вложенная обратная связь функционально эквивалентна общей, а различные предлагаемые схемы коррекции ошибок функционально идентичны обратной связи.

Один из примеров альтернативных схем это упреждающяя коррекция ошибок (feed-forward), реализуемая в усилителе AHB2 компании Benchmark. Основной усилитель класса AB с низким током покоя и отслеживающими сигнал шинами питания обеспечивает основную мощность, в то время как вспомогательный маломощный усилитель измеряет ошибки основного, инвертирует их и добавляет на выходе. Компания подчёркивает, что это не обратная связь: ничто не возвращается назад, значит, и проблемы устойчивости здесь нет. Тем не менее, они заявляют, что используют эту технологию совместно с обычной обратной связью. Benchmark утверждает, что благодаря этому подходу искажения не зависят от нагрузки и не возрастают при полной мощности, достигая значения −120 дБ (0,0001 %) на частоте 1 кГц при выходной мощности 477 Вт на нагрузку 6 Ом в мостовом (моно) режиме (что эквивалентно подключению двух нагрузок по 3 Ом в стереорежиме). Однако другая ли это вещь или тот же принцип обратной связи, построенный иначе, еще остаётся вопросом.

Клиппинг: что происходит на пределе

До сих пор мы говорили об усилителе внутри его линейного диапазона, а музыка регулярно выходит за его пределы. Выходное напряжение усилителя зажато между шинами питания. Ниже этого порога форму передаточной характеристики задаёт схема усилителя, а на самом пороге она обрывается.

Однако на практике предел может наступить раньше, чем сигнал дойдёт до шины: транзисторы насыщаются, срабатывают защиты или вступает в силу ограничение тока. Более того, сама шина гуляет: у большинства усилителей стоят нерегулируемые блоки питания, чьё напряжение проседает под нагрузкой и зависит от того, что играло до этого.

Почему при обычном прослушивании усилитель упирается в этот предел чаще, чем можно подумать по номинальной мощности? Дело в том, что музыка большую часть времени находится глубоко внутри допустимого диапазона, достигая границ лишь на редких сильных ударах барабанов. Отношение пиковых значений к среднеквадратичному и есть пик-фактор. Однако по одному только пик-фактору нельзя понять, дойдут ли пики до предела: это зависит от уровня громкости, чувствительности акустической системы, расстояния и тока, который требуется на минимуме импеданса акустики. Мощность меряют синусом, а он на музыку совсем не похож, вот и получается: средняя мощность болтается где-то около ватта, а пикам нужно в разы больше. В первой части я посчитал, что на пиках моим колонкам нужно около 14 Вт на канал, что для ресивера означало 10–15 Вт на нагрузку 3 Ом. С одной стороны немного, но по току это эквивалентно 40 Вт через 8 Ом. Справляется ли шина питания ресивера с таким током без просадок? Наверное это и есть главный вопрос, ведь можно иметь 100 ватт в 8 Ом и вялое питание, которое колеблется от каждого пика, модулируя входной каскад, а можно иметь всего 20, но очень качественных и в любую нагрузку.

Что же отличает усилители на границе клиппинга? Не сам факт клиппинга (он неизбежен для всех схем), а характер изменения передаточной характеристики при приближении к пределу. Здесь работает то, что показала предыдущая статья: резкий излом передаточной характеристики даёт сразу целый ряд высоких гармоник, плавный изгиб — низкие. Усилитель, чья кривая плавно изгибается к напряжению шины, даёт низшие гармоники, которые растут вместе с уровнем. Усилитель, чей сигнал резко упирается в шину, образует излом — и высшие гармоники выстреливают разом. Например перегруженная однотактовая ламповая (или на полевых транзисторах) схема даёт преимущественно вторую гармонику. Мягкое ограничение с сильной третьей гармоникой встречается в перегруженных двухтактных ламповых каскадах класса A. Но это скорее тенденция, чем правило: усилитель с глубокой обратной связью любой топологии обычно идёт прямо почти до предела, а потом быстро заворачивает. Причина в том, что у петли обратной связи заканчивается запас коррекции. Вот, наверное, еще один аргумент в копилку сторонников отсутствия ООС.

Здесь полезно сравнить клиппинг с другим видом нелинейности — ступенькой. Ступенька сидит у самого нуля и сильнее всего лезет в уши на тихих местах, потому что её размер почти не растёт вместе с сигналом. Клиппинг — полная противоположность: ничего до порогового значения, а за порогом сразу много. Однако мягкий и жесткий клиппинг звучат сильно по-разному, жесткий это всегда неприятно, а мягкий скорее как сатурация в студийных эффектах, хоть и начинается он раньше.

График зависимости искажений от уровня теперь легко читается в трёх местах: рост искажений на тихом конце указывает на наличие ступеньки на передаче управления; скачок в середине графика соответствует краю зоны класса A внутри класса AB; резкий подъём на высоком уровне означает, что усилитель упёрся в свой предел — будь то шина питания, насыщение транзисторов, срабатывание защиты или ограничение тока, а постепенное возрастание — о мягком изгибе кривой. По такому графику дефекты, которые действительно важны, различаются без вскрытия усилителя.

Еще один важный момент — как чувствительность акустики влияет на то, куда надо смотреть на графике искажений усилителя. Высокочувствительная держит его далеко от ограничений питания и обычно ниже края зоны класса AB, но от ступеньки не спасает, а наоборот подчеркивает. У акустики с низкой чувствительностью наоборот — переход AB скорее всего будет с вами всегда (и, вероятно, клиппинг), но ступеньку у нуля вы вряд ли заметите.

Так все ли усилители звучат одинаково

Да, в условиях, при которых усилители специфицируются (резистивная нагрузка, стабильный синусоидальный сигнал, уровни ниже клиппинга), современные компетентные усилители действительно трудно различимы. Но ни одно из этих условий не описывает то, что происходит у вас дома. Измените хоть одно из них, и различия могут проявиться, причём величина и наличие этих различий зависят от конфигурации системы. Более того, эти различия можно предсказать заранее:

• Нагрузка, с которой сталкивается усилитель: минимальный импеданс громкоговорителя и угол фазы, а также способность усилителя обеспечить необходимый ток.

• Место усилителя на шкале от источника напряжения до источника тока, которое чаще всего определяется фильтром самой акустики (кроссовером).

• Тип устройств в выходном каскаде и схема их включения — однотактная или двухтактная, что влияет на преобладание второй или третьей гармоники.

• Какую часть периода проводят ток приборы, и при каком токе (а следовательно, и при какой нагрузке) усилитель выходит из класса A.

• Сколько в усилителе обратной связи и сколько усиления пришлось построить, чтобы её реализовать.

• Насколько близко обычное прослушивание подходит к шине питания и как ведёт себя кривая у этого предела.

Однако есть вещи, которые не предсказуемы, и здесь показателен пример Пасса. Он сделал в First Watt много усилителей и отдавал их слушателям для слепой оценки, обнаружив, что некоторые люди предпочитают звучание с акцентом на третью гармонику, другие — на вторую. Те, кто слышал акцент на третьей гармонике, отмечали большую динамику, а предпочитающие вторую говорили о большей теплоте, ином ощущении пространства и локализации. Пасс доверяет этим отзывам, поскольку участники испытаний не знали, что именно слушали, им не подсказывали, на что обратить внимание, однако в их отзывах была некоторая согласованность. По его оценке, примерно треть покупателей тянется ко второй гармонике, ещё треть — к третьей, а остальным годятся оба типа или ни один; вкусы, по его словам, со временем меняются.

Эту неопределённость хорошо передаёт известная присказка Pass Labs: «Это развлечение, а не диализ» — её Пасс приписывает своему коллеге Саммуту. Смысл в том, что законно хотеть и усилитель с единицами миллиардных долей искажений, и усилитель с тысячными долями или больше — главное, чтобы тот, кто платит, получил то, что искал.

И еще один важный момент про различия — все, что описывалось в этой статье, касается именно выходного каскада, и опускает различия в цепи усиления сигнала (VAS), а там может крыться еще множество своих особенностей (хотя фундаментально они схожи с описываемыми явлениями).

Куда меня это привело

Когда ресивер ушёл из цепи, а источник и усиление стали прозрачными, исчезла резкая верхняя часть спектра, но остался звук, который лично мне не нравился: слишком чистый, ровный, порой монотонный, иногда излишне яркий, вплоть до режущей ясности, с определенным искусственным оттенком на вокале. Именно поэтому я ушёл в лампы — дело было не в фанатизме, просто мне нужен был конкретный окрас звука. Характер, который я искал (простой выходной каскад, минимум обратной связи, спектр, где вторая гармоника опережает третью), можно получить и на транзисторах, только придётся повозиться с настройкой самому, ведь на рынке не так много устройств с таким профилем. В ламповой схеме он зачастую получается почти сам собой — лампы обычно работают без местного резистора обратной связи. Это было моим личным выбором, а не объективным заключением; измерения сами по себе не привели меня к этому решению и не могли привести.

Помогло ли? Отчасти. Звук стал более объемным и осязаемым, появилась искомая "голографичность", но искусственность всего происходящего, какая-то рассогласованность на голосах и выше по спектру все равно оставалась. После всего этого я понял, что моя исходная проблема жила не в усилителе; следующим шагом стала осознанная смена источника сигнала, о которых пойдёт речь в следующей статье, примерно через две недели. А между статьями — рабочие заметки: вырезанные разделы, измерения, неудачи на стенде — в канале «Архитектура звука».